佳文速递 | 南京航空航天大学孙蕊教授团队:一种带宽展宽的小型单馈圆极化GNSS微带天线设计

正文

随着全球导航卫星系统（global navigation satellite system,GNSS）接收终端向小型化、低剖面和高度集成方向不断发展，天线作为接收系统的前端关键部件，需要在有限空间条件下同时满足结构紧凑、性能稳定及易于工程实现等要求。在众多天线形式中，微带天线因其剖面低、结构简单、加工工艺成熟且易于与射频前端电路集成等优点被广泛应用于GNSS导航接收系统中。其中，单馈微带天线具有馈电结构简洁、系统复杂度低和损耗小等突出优势，尤其满足小型化GNSS接收终端的工程应用需求。同时，随着北斗（BeiDou navigation satellite system，BDS）、全球定位系统（global positioning system，GPS）、格洛纳斯（GLObalnaya NAvi‐gatsionnaya Sputnikovaya Sistema，GLONASS）和伽利略（Galileo）等GNSS系统的不断完善，GNSS接收机逐渐由单频点向多频多模方向演进，以提高定位精度、增强抗干扰与抗多径能力，这对天线在多个工作频段内保持稳定辐射性能提出了更高要求。GNSS信号通常以右旋圆极化波形式传播，采用圆极化天线能够有效减小极化失配损耗，并对由反射、散射等多径效应引入的非期望极化分量具有良好的抑制能力，因此，圆极化辐射已成为GNSS天线设计中的主流选择。在多频GNSS接收系统中，天线不仅需要实现圆极化辐射，还应在较宽频段范围内保持较低的轴比水平。

但是，单馈圆极化微带天线受限于贴片本身的特性及单馈圆极化激励机理，其圆极化性能通常仅在较窄频段内较为理想，轴比带宽难以覆盖多个GNSS工作频段，这一问题已成为制约单馈圆极化微带天线在多频GNSS接收系统中应用的关键瓶颈。

针对单馈圆极化微带天线轴比带宽受限的问题，国内外学者提出了多种改进方法。Zheng等提出了一种单同轴线中心馈电的对称环形开槽微带天线结构，保证了天线整体结构的高度对称，可以获得较好的带宽特性和稳定的相位中心。然而，该设计的研究重点更多集中在相位中心稳定性上，对于轴比带宽的提升有限，其3 dB轴比带宽仅为39.9 MHz（2.5%），仍存在改进空间。Li等采用叠层结构，并在辐射单元中引入“L”形加载短截线，通过调节加载结构与层间耦合关系，激励多个谐振模态协同工作，其轴比带宽可达到约18%，阻抗带宽超过20%。Muntoni G等在两层贴片之间引入连接针来增强电磁耦合，使两个圆极化谐振点在频率上有效融合，其3 dB轴比带宽可达到25%，阻抗带宽超过30%，同时具有较高的辐射增益。但上述两种天线均主要工作于较高频段，其辐射方向图在低仰角区域的增益水平较低，难以满足GNSS导航接收对低仰角增益的需求，具有一定的局限性。Zeng等基于特征模分析法提出了单馈三模协同的宽带圆极化微带天线设计方法，通过槽加载和结构调控同时激发3个相互正交的线极化本征模。其中，中间模式被前后两个模式共用，进而在目标频段内依次形成两对稳定的90°相位差，有效扩展了天线的圆极化工作带宽，其轴比带宽和阻抗带宽均可达到20%以上。该方法具有清晰的物理机理和良好的理论指导意义，但其性能受限于贴片结构自身可激发的本征模带宽特性，通常在较高频段更易实现宽轴比特性，而在较低频段受电尺寸和模态分布约束，宽带化实现难度显著增大。Deng等提出了一种采用单馈电激励的2×2贴片阵列宽带微带天线，馈电网络由一段约270°的弧形微带线与方形环结构组合而成，可以在方环上达到顺序旋转馈电的效果，其他4个贴片与该结构共面连接，天线整体获得宽带的圆极化特性与良好的阻抗匹配。Huang在此基础上将4个共面连接的贴片单元改为不同的寄生结构，以此改进圆极化轴比带宽。但是，此类天线结构虽然大幅度提高了轴比带宽，却导致横向尺寸较大，不利于实现天线小型化。Zhang等提出了一款面向GNSS的单馈宽带圆极化微带天线，采用带空气层的层叠结构，下层为引入弧状T形功分结构的圆环驱动贴片，上层为辐射贴片，阻抗带宽约为1.50~1.65 GHz(9.5%),轴比带宽约为1.529~1.634 GHz(6.7%),但该天线大小为Φ200 mm×10 mm,整体尺寸较大，不利于小型化应用。

综合来看，单馈方式实现宽带圆极化特性的技术主要包括采用叠层设计、加载寄生单元及构建辅助馈电网络等，基于特征模理论的设计方案侧重于调控天线的固有模式，能在高频段有效拓展带宽，但其在低频段的适应性有限。目前，面向GNSS导航频段的小型单馈宽带圆极化天线研究仍相对较少，存在进一步探索的空间。

为此，本文在保持单馈电形式和整体结构紧凑性的前提下，设计了一种可以展宽圆极化带宽的小型化GNSS微带天线。天线采用紧凑型双层叠层结构，其中下层馈电贴片可形成良好的周期性电流分布，并通过金属柱与上层辐射结构紧密连接，从而在不显著增加天线尺寸与剖面的条件下引入新的谐振特性，可以有效拓展圆极化轴比带宽，天线的尺寸仅为Φ64 mm×10 mm。最后，本文通过对天线关键结构参数进行仿真优化，并结合实物加工与测试验证，证明该天线在目标频段内同时实现了良好的阻抗匹配与稳定的圆极化辐射特性，能够覆盖频段范围内的多个GNSS导航信号。

1 天线结构设计

本文所设计天线的三维结构如图1所示，其侧视图如图2所示。

图1 天线三维结构

图2 天线侧视图

天线采用双层叠层结构，两层介质基板的材料均为Rogers 3010,相对介电常数ε₁约为10.2,损耗角正切值约为0.002,上下两层基板厚度h₁和h₂均为5 mm 。金属贴片蚀刻在各介质基板的上表面，在下层介质基板的下表面蚀刻接地板。上层贴片的几何形状如图3(a)所示，4个圆弧形金属条带贴片对称排布在上层介质基板的上表面，内外半径分别为r₅和r₆, 彼此间的距离为W₁;下层贴片的几何形状如图3(b)所示，主体结构是1个位于外侧的内半径为r₂、宽度为d₁的圆环形贴片，内部由1个圆形贴片和1段内半径为r₁、宽度为r_t的同心圆环微带线及3个金属条带构成。在圆形贴片的中心位置，使用短路柱接地，以进一步缩小贴片尺寸；第1个金属条带连接圆形贴片和圆环微带线，其与x轴夹角θ为35°;另外两个金属条带连接圆环微带线和外侧圆环形贴片，分别位于x轴正半轴和y轴负半轴，用于阻抗匹配与相位调整，3个金属条带宽度w_t均为0.8 mm。在上下层贴片之间布置4根金属柱，用于焊接固定这两层。金属柱距中心点的距离为r₃, 位置靠近圆环形贴片外边沿，与坐标轴呈45°角对称分布，便于电流回流与调谐。同轴线外导体焊接金属接地板，内导体直接连接下层贴片，馈电位置位于第1个金属条带与圆环微带线连接的位置处。为了进一步改善阻抗匹配，在馈点位置覆盖1个半径为r₄的小圆片。

图3 辐射贴片结构图 （a）上层贴片

图3 辐射贴片结构图 (b)下层贴片

当馈点位于图3(b)中位置时，电流的流向被改变，与外部圆环贴片相连的圆环微带线起到移相器的作用；天线馈电后，电流将沿着微带线两路前进，形成近90°的相位差，最终经过两个金属条带流向外部圆环贴片，产生逆时针旋转的电流，从而实现右旋圆极化。

图4为馈电后下层贴片在频率为1.561 GHz的频段处不同相位的表面电流分布。

图4 不同相位时贴片表面电流分布 （a）0°

图4 不同相位时贴片表面电流分布（b）90°

图4 不同相位时贴片表面电流分布（c）180°

图4 不同相位时贴片表面电流分布（d）270°

由图4可以看出，在0°、90°、180°和270°相位处，表面电流呈逆时针旋转，激发了右旋圆极化，且在焊接金属柱的位置处，电流在对称的两对金属柱呈周期性流入与流出，从而在不同时间激励相对应的两对上层圆弧形金属条带贴片辐射，进一步提高了圆极化的带宽，但天线的尺寸仅为Φ64 mm×10 mm,符合小型化要求。天线的各项基本参数如表1所示。

表1 天线参数尺寸

2 天线仿真结果分析

为了检验本文所设计天线的性能，利用HFSS软件对其结构进行电磁仿真。图5为仿真得到的回波损耗(S₁₁)随频率变化的曲线。仿真结果显示，天线在1.511~1.678 GHz频段内的回波损耗均低于-10 dB,阻抗带宽约为167 MHz,而BDS B1和GPS L1等各主要导航系统对应频点处的回波损耗均维持在-15 dB左右，表明天线端口匹配良好。

图5 天线回波损耗S₁₁仿真结果

图6为天线法向方向处轴比随频率变化的仿真曲线。仿真结果显示，天线轴比小于3 dB的频段为1.523~1.615 GHz,轴比带宽约为92 MHz,且在谐振频点处天线的轴比最低可以达到0.85dB,带宽范围内轴比基本在2 dB以下，右旋圆极化纯度较高，能够实现良好的圆极化辐射特性。天线整体能够覆盖此频段范围内包括BDS B1和GPS L1等的各个卫星导航系统频段。

图6 天线法向轴比仿真结果

下文主要选择BDS B1的工作频点(频率为1.561 GHz)和GPS L1的工作频点(频率为1.575 GHz)这两个频点为代表，对天线的辐射远场方向图特性进行描述。

图7(a)和图7(b)分别为天线在中心频率1.561 GHz处E面和H面的远场辐射方向图，图7(c)和图7(d)分别为天线在中心频率1.575 GHz处E面和H面的远场辐射方向图，图中实线表示右旋圆极化增益(RHCP),虚线表示左旋圆极化增益(LHCP)。

图7 天线远场增益方向仿真结果（a）E面1.561 GHz处的远场辐射方向 （b）H面1.561 GHz处的远场辐射方向

图7 天线远场增益方向仿真结果（c）E面1.575 GHz处的远场辐射方向 （d）H面1.575 GHz处的远场辐射方向

由图7可以看出，本文设计天线结构在1.561 GHz和1.575 GHz处的右旋圆极化最大增益分别为4.08 dB和4.19 dB,半功率波束宽度均可达到115°左右。

图8为图7对应各频点方位面处的交叉极化增益差值曲线。由图8可以看出，在上半球空间内，天线在两个典型方位面内均表现出以右旋圆极化为主的辐射特性，主极化与交叉极化之间增益差异明显，交叉极化抑制能力较强。在±70°仰角以内均能保持高于10 dB的交叉极化增益差值，在低仰角处仍能保持较好的辐射性能和交叉极化纯度。

图8 交叉极化增益差值（a）E面1.561 GHz处的交叉极化增益差值

图8 交叉极化增益差值（b）H面1.561 GHz处的交叉极化增益差值

图8 交叉极化增益差值（c）E面1.575 GHz处的交叉极化增益差值

图8 交叉极化增益差值（d）H面1.575 GHz处的交叉极化增益差值

图9为两个频点处天线在E面和H面随仰角变化的轴比波束曲线。其中，两图的0°表示E面，90°表示其H面。这两幅图完整地呈现了天线在全俯仰空域内的圆极化辐射性能分布规律。

图9 天线轴比随角度变化曲线（a）1.561 GHz

图9 天线轴比随角度变化曲线（b）1.575 GHz

由图9(a)可知，在1.561 GHz处，天线在E面-54°~46°俯仰角范围内轴比均小于3 dB,对应的轴比波束宽度约为100°,在H面-68°~72°俯仰角范围内轴比小于3 dB,轴比波束宽度约为140°;由图9(b)可知，在1.575 GHz处，天线在E面-70°~58°的俯仰角范围内轴比小于3 dB,轴比波束宽度约为128°,在H面-54°~61°的俯仰角范围内轴比小于3 dB,轴比波束宽度约为115°。

总体而言，天线在两频点具有较宽的圆极化波束覆盖范围，在目标GNSS工作频段内均能够在较大的俯仰角范围内维持良好的圆极化特性，满足卫星导航应用中对宽角度圆极化辐射特性的需求。

图10给出了天线在最大辐射方向上的增益随频率变化情况。由图10可知，在频段1.511~1.678 GHz中，天线在1.575 GHz频率处获得最大增益，约为4.2 dB,在整个目标频段内，天线的最大增益均保持在3 dB以上。需要指出的是，天线整体增益水平相对有限，主要原因在于所采用介质基板的相对介电常数较高，使得电磁能量在介质中的束缚效应增强，从而在一定程度上降低了辐射效率。但该设计在实现天线小型化与宽带圆极化性能的同时，仍能满足GNSS接收应用对增益水平的基本要求。

图10 天线增益随频率变化

3 天线性能仿真优化与分析

3.1 天线演变过程分析

为了探究天线展宽带宽的原因，本文将天线设计过程拆分为3个步骤。天线的演变过程如图11所示，通过调节各参数后，各阶段天线的回波损耗S₁₁与轴比随频率变化的对比结果如图12所示。

由下层贴片、介质基板与接地板所组成的天线1如图11(a)所示，其主要功能有两个：一是自身产生1个导航频段的谐振频率；二是作为馈电贴片，对激励电流进行重新分配，从而在辐射结构表面形成较为稳定的周期性电流分布。为了兼顾天线整体小型化与带宽需求，在不增加天线横向尺寸的基础上，采用层叠法来引入额外的谐振频点，在天线1的基础上叠加一层介质基板，并在其上加载4个对称分布的圆弧形金属条带贴片，形成天线2,其结构如图11(b)所示。

图11 天线演变图（a）天线1

图11 天线演变图（b）天线2

图11 天线演变图（c）天线3

由图12(a)的S₁₁对比结果图可知，该结构能够在原有谐振频点附近引入1个额外的相邻谐振频点，通过合理调节结构参数，可以使两个谐振频点相互靠近并最终融合，从而有效展宽阻抗带宽。但是从图12(b)的轴比对比结果可以看出，尽管通过叠层辐射贴片引入了新的谐振模式，天线2在一定程度上改善了圆极化性能，但其各谐振模态之间的幅度与相位关系尚未实现良好平衡，导致圆极化稳定性不足。

图12 天线1、天线2和天线3的S₁₁对比图 （a）天线1、天线2和天线3的S₁₁对比图

图12 天线1、天线2和天线3的S₁₁对比图 （b）天线2与天线3的轴比对比图

因此，在天线2的基础上进一步引入4个连接上下金属贴片的金属柱结构，形成天线3,其结构如图11(c)所示。所引入的金属柱有效增强了上下层辐射贴片之间的电磁耦合关系，使激励电流在对称分布的两对金属柱中呈现周期性的流入与流出特征，从而在不同时刻交替激励对应的两对上层圆弧形金属条带贴片，改善了正交模态之间的幅度与相位关系，从而提升了天线的圆极化纯度。通过对关键结构参数的进一步优化调节，原本分离的两个谐振频点逐渐靠近并融合，在保持良好阻抗匹配特性的同时，实现了圆极化轴比纯度与轴比带宽的进一步提升。

3.2 关键结构参数对天线性能的影响

通过调整内部圆形贴片与外部环形贴片的尺寸，初步确定天线的阻抗带宽范围后，对影响阻抗匹配的关键参数进行研究，分析其与天线性能的关联。由于同轴线馈电于下层贴片，因此，重点考察以下结构参数的影响：下层贴片中环形微带线内半径r₁和宽度r_t、环形微带线与内部圆形贴片的间距k₁、金属柱距贴片中心点的距离r₃。

此外，本文还分析了下层贴片中馈点与y轴夹角θ的变化对天线阻抗匹配及轴比性能的影响。优化过程中，保持其他参数不变，通过扫描单个参数来分析其影响。

图13为环形微带线内半径r₁改变时对阻抗匹配的影响。由图13可以看出，微带线的位置会显著影响天线的谐振频率，随着r₁的增大，谐振频率逐渐向低频端移动，这是由于环形微带的平均电流路径长度随r增大而增加，从而降低了对应谐振模式的固有谐振频率。此外，不同r₁条件下谐振点的深度和带宽也存在明显差异，表明该参数不仅影响谐振频率位置，同时对阻抗匹配特性具有显著调节作用。

具体而言，当r₁为5.8 mm时，在目标工作频段内可获得较深的S₁₁谷值，且谐振点位置与设计频段匹配较好，说明此时馈点与环形微带结构之间的阻抗匹配关系较为理想，而当r₁偏小或偏大时，虽然仍可激励出相应的谐振模式，但匹配程度有所劣化。

图13 环形微带线内半径r₁变化对天线S₁₁的影响

图14为环形微带线宽度r_t改变时对阻抗匹配的影响。从图14可以看出，当其宽度r_t改变时，主要影响天线阻抗匹配的优劣，对于谐振频率的影响不大。当环形微带线的宽度r_t在0.8 mm附近时，天线在目标工作频段内表现出较好的阻抗匹配性能，当r_t缩小至0.6 mm及以下时，阻抗匹配明显劣化。其原因在于，同轴馈线向微带线过渡过程中引入的不连续性增强，导致反射加剧，通过合理调节环形微带线的宽度，可有效改变其等效特性阻抗，从而降低反射系数，减弱不连续性对阻抗匹配的不利影响。

图14 环形微带线宽度r_t变化对天线S₁₁的影响

图15为环形微带线与内部圆形贴片的间距k₁改变时对阻抗匹配的影响。从图15可以看出，间距k₁改变对反射系数的影响不大，但会对阻抗带宽产生一定的影响，随着k₁的增大，两谐振频点会逐渐分离，并逐渐展宽阻抗带宽。

图15 间距k₁变化对天线S₁₁的影响

图16为金属柱距贴片中心点的距离r₃改变时对阻抗匹配的影响。从图16可以看出，金属柱的位置r₃的变化主要影响天线低频处的谐振特性，对高频处的影响相对较小，这一现象与环形贴片上的电流分布特征相关，金属柱位置的改变会重新构建上下层贴片之间的电流垂直耦合路径，从而影响下层圆环主导的低频谐振模的等效模态阻抗及相位响应。当r₃从12 mm逐步增大至15 mm时，金属柱逐渐向贴片外边缘移动，削弱了低频与高频之间的耦合关系，导致多谐振的协同性减弱，使得两频段逐渐分离、频带过渡连续性下降。

图16 金属柱与中心点距离r₃变化对天线S₁₁的影响

图17(a)和图17(b)分别为馈点位置与y轴夹角θ的变化对天线阻抗匹配以及轴比性能的影响。

图17 θ变化对天线性能的影响 （a）θ变化对天线S₁₁的影响

图17 θ变化对天线性能的影响 （b）θ变化对天线轴比的影响

由图17可以看出，当θ发生变化时，天线在较高频段的回波损耗曲线形态表现出明显差异，而较低频段处变化相对较小。当θ为30°时，天线在较高频段附近形成较深的谐振，整体阻抗匹配满足要求，但其轴比曲线起伏较大，带宽分裂成两个窄带，在1.56~1.57 GHz附近轴比大于3 dB,轴比纯度变差；当θ为35°时，回波损耗曲线在目标工作频段内更加平滑，阻抗匹配深度与带宽取得较好平衡，在1.56~1.57 GHz附近轴比峰值明显降低，可以形成较宽的3 dB轴比带宽，圆极化性能较好；当θ进一步增大至40°时，天线在两个频点的匹配程度明显变差，表明馈点偏移过大会削弱对部分谐振模式的有效激励，虽然部分频点轴比仍保持在较低水平，但整体轴比带宽有所收窄且向左偏移。

通过分析综合阻抗匹配与圆极化性能可知，馈点位置与y轴夹角θ对天线谐振模态的激励平衡起着关键作用。综合考虑匹配反射程度、带宽连续性及圆极化轴比性能，最终选取θ为35°作为优化后的馈点角度参数。

4　天线实测结果对比

5　结束语